高速PCB最优换线层是哪一层?仿真告诉你答案
作者：王晨希 上海安世亚太高频电磁软件应用工程师
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平常我们做PCB设计的时候会有一个最优选择换线层的说法。例如设计一个12层板，当走线走在表层的时候，有的工程师会选择第三层作为最优换线层，也有的工程师会选择第十层作为最优换线层。
到底哪一种选择方式是对的呢？
仿真告诉你答案！
如上图所示，在HFSS 3D layout中考察一个12层板的过孔设计，L2、L4、L6、L9、L11为地等，L8为power层，其余层为走线。当走线走在表层时，我们分别将换线层设置为L3、L5、L8、L10，考察其阻抗和S参数的影响。
首先考察阻抗
从上图可以很明显的看出，当换线层越靠近表层，阻抗越小，越远离匹配的100欧姆。
之所以会造成这样的结果是因为换线层越接近表层，stub也就越长。长stub不但会影响阻抗匹配，另一方面，单独伸出的枝节也会容易形成类似于天线的结构，造成EMC方面的问题，同时也会造成振铃，信号延迟等问题。
然后考察S参数
可以从上图看出，当换线层越靠近表层，高频处的反射系数越大，传输系数越差，越不利于高速信号的传输。
既然换线层距离表层越远越好，那为什么会有工程师会认为L3是最优换线层呢？
重点在于回流路径。
最优换线层分析
▲ 该12层板的侧视图
当使用L3作为最优换线层时
回流路径直接就是L2的地层，不用再做额外的处理。
当使用L10层作为最优换线层时
则需要考虑回流路径，因此需要在走线附近打地回流过孔，而少打这些过孔有很多的好处。
一般来说，认为L3是最优换线层的工程师都是比较资深的工程师。如果是在10到15年前的设计，由于数据速率没有很高，因此使用L3作为换线层是非常正确的选择，毕竟从S参数可以看出来，在相对低频的区域，反射系数的变化不是那么明显。
那么如果我的设计有很高的尺寸要求，因此不得不在距离表层的信号层换线，但同时也有很高的信号完整性要求，是不是就完全没办法了呢？
当然不是，对于这种设计我们可以采用背钻技术。
背钻技术
背钻技术如下图所示，红色为背钻钻头。就是通过一个比孔径大一些的钻头，在不连续的那几层的最外面往里钻，直到把所有不连接的层全都钻掉，以减小stub的技术。
在HFSS 3D layout中，
可以很方便的创建背钻孔。
增加了背钻后，我们继续考察
使用不同的换线层时阻抗和S参数的影响。
从阻抗和S参数我们都看到，加了背钻之后，由于没有stub的影响，越接近表层，阻抗也就也越好。
背钻技术的问题
背钻技术虽然能够解决stub带来的问题，
但还是有一定的问题和风险的。
第一个问题就是成本
需要在过孔做完金属化后再次钻孔，然后树脂填充，因此一定会有成本的上升。
另一个问题就是风险
使用背钻技术有一定的不达标风险和报废风险。因为钻孔的深度有一定的公差，同时板子的厚度也有一定的公差，因此不可能做到完美的达到要求的背钻深度，钻得过浅容易对信号造成一定的影响，钻得过深则信号线开路、板子报废。
因此需要在设计之初
通过仿真技术根据性能要求留出一定公差余量
宁浅勿深。
▲ 背钻深度过浅，对信号传输有影响
▲ 背钻深度正合适，完美
▲ 背钻深度过深，报废
那么根据上面的分析，我们是否就能得到这个结论：
“高速信号线换线层，如果不用背钻技术就要选择远离走线层，如果使用背钻技术就要接近走线层”。
当然不能。
每个过孔根据孔径以及焊盘都是有自己的特性的，例如在上面的12层板中，通过修改孔径和焊盘的尺寸，可以得到下面这样的结果。
原因分析
从阻抗图中可以看出，最好的换线层既不是靠近表层的L3，也不是远离表层的L10，而是L5。这是什么原因造成的呢？
要说明这个结果的原因
就必须要从过孔阻抗的原理说起了。
线路板上物件的阻抗与它所包含的寄生电容和寄生电感有关，其中阻抗与电容成反比，与电感成正比。当二者都变大时，就要看是哪一个部分的变化率比较大了。
>> 非常微小的孔由于在水平面方向与其它金属耦合面积小，造成寄生电容偏小，当换层改变时它的变化率非常小。
>> 垂直方向的过孔长度决定了电感的大小，当换层改变时电感的变化至少是10倍以上。这个时候电感变化率大，电容变化率小，因此过孔越长阻抗越大。
>> 而接大过孔正好相反，电容变化率大，电感变化率小，过孔越长阻抗越小。
总结
从这个案例就能看出来高速PCB走线仿真的重要性，如果只是凭着少数的经验或者想当然，可能就大错特错啦。
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